关于电子镇流器的功率因数校正问题的讨论

本文分析电子镇流器的功率因数校正问题,着重讨论了有源功率因数校正的三种模式(峰值电流控制、固定开通时间、固定频率平均电流连续导通模式）的工作原理，它们的优缺点及适用场合等。

关键词：无源功率因数校正 有源功率因数校正 峰值电流控制 固定开通时间 频率钳定 前(后）沿调制 断续导通、 临界导通、连续导通模式 过渡模式

在电子镇流器中通常采用图1a所示的输入电路，由于电解电容器CO的容量很大，工作时储存电荷很多，只有输入电压超过电容上的电压时，才有输入电流，所以电流波形严重失真，仅在电压峰值附近才会出现一个电流尖脉冲(如图1b)。这样一来，电路的功率因数变得很低，约为0.5左右,输入电流谐波含量十分丰富。而根据国标GB/T17263-2002以及欧洲法规EN63000-3-2，对25W以上的节能灯和电子镇流器的各次谐波的含量提出了严格要求，现有的许多电路根本无法满足这个要求。

为了减少镇流器输入电流的谐波失真，必须采取一些特殊措施，通常称之为功率因数校正（PFC Power factor correction)技术来提高它的功率因数。大致说来，功率因数校正有两种方案：无源功率因数校正（Passive PFC)和有源功率因数校正(Active PFC) ，前者已有很多资料介绍，不是本文讨论的重点，我们主要分析有源功率因数校正的三种模式，它们的工作原理、优缺点及适用场合等。

无源功率因数校正的原理及常用电

无源功率因数校正的原理主要是增加输入电流的导通时间，使电源电流的波形接近电压的正弦波形，减少它的失真。最初采用的方案是逐流电路。

它用图2(a)的电路代替图1的电容CO，电源通过VD3对电容C1、C2充电到输入电压峰值，每个电容电压最多为输入电压峰值之半。这样，电容可在120?范围内充电，输入电流的时间被拉长，电流为零（死区）的时间只占33.3%。功率因数可提高到0.9左右，但电容上的电压起伏很大，谐波含量很高，仍然无法满足国标GB/T17263-2002及欧洲EN61000-3-2标准对各次谐波含量（2次到39次谐波）限值的要求，且灯管电流波峰系数很大，灯功率起伏很大，对人的视力及灯管寿命都不利。

对逐流电路的改进是采用双泵电路，用图2（b）电路来代替图2(a)的电路，它在前者的基础上增加C3、C4，将高频信号进行反馈，减少了电容上直流电压的起伏，进一步减少了电流死区时间和灯电流波峰系数，各项指标均有所提高，但仍然无法满足国标GB/T17263-2002对各次谐波含量限值的要求。如在图2（b）电路的基础上再采取一些改进和补救措施，便可以达到标准的要求，图3就是这样一种改进了的双泵电路，目前在节能灯及电子镇流器中有不少产品在应用它，并且通过了3C认证。

对双泵电路的改进还有其它的形式，只要仔细调整反馈元件及滤波电感的参数（输入端的EMI滤波电路对THD、PF的影响很大），就能满足标准中关于谐波限值的要求。另有

一种高频泵电路，在一些电子镇流器电路中也有采用。其具体形式如图4，对这个电路只要适当调整C4、C8反馈电容值，合理选择滤波电感LO、L1、L2的参数，也能满足关于谐波限值的要求，通过3C认证。它的性能在调整好参数的情况下，比图3电路要好。只是电路中损耗较大，对反馈电容C4、C8、滤波电路及电解电容器的要求较高，是其不足之处。无源功率因数校正的电路还有一些其它形式，因为不是本文的重点，又受篇幅限制，故从略。

二。 有源功率因数校正的基本原理

有源功率因数校正的基本原理可用图5所示的简单电路来说明，它在图1的基础上增加了一个关键的、起着重要作用的功率因数控制器IC，由它控制MOS管VT1的开通与关断，使输入电流变成一连串的三角波，并且它的幅度按输入电压的正弦规律变化，就可以大大提高电路的功率因数。此电路由功率MOS开关管VT1、升压电感L、升压二极管VD、输出电容C0及APFC控制器IC所组成。电路的具体的工作情况如下

（1）当开关管VT1导通时

在APFC控制器输出高电平（正方波）信号的控制下使VT1导通时，图5变成如图6所示的等效电路形式。开关管VT1导通，相当于开关S1接通，此时二极管因受输出直流电压VO的反偏而截止，相当于S2断开。整流后在电容C1上得到的是一个单向的正弦电压（电容C1的容量不能太大），将在电感L中产生电流。考虑到开关管的开关频率很高，一般都超过25kHZ以上，因此在开关的半个周期的短时间内，输入电压uI可近似看作不变，电感电流上升的速率di/dt为常数（Ldi/dt=uI），电感电流直线上升，电感中储存的磁能LiL2/2也随电流的增加而增加。

当电感电流的峰值增加到与该时刻输入电压大小相对应的某一数值ILP时，APFC控制器便输出低电平的开关信号，使开关管VT1截止，电流iL停止上升。考虑到电流是直线上升的，有

LΔi/Δt=uI,

以Δi=ILP，Δt=ton分别表示三角波的上升幅度和上升时间（参看图7），

则有 ILP=uIton/L

可见当ton为固定值，则三角波的幅度 ILP反映了该时刻输入电压uI的变化。

（2）开关管VT1截止时

图5电路可简化为图7形式。

由于电感电流iL不能突变，只能由原来的数值ILP线性下降。电感的磁能释放出来，与输入电压相叠加，对电解电容器CO充电，电容上面的电压显然比输入电压高。因此这种电路称为升压式APFC电路。在开关管截止时，电感电流下降，并且按线性规律直线下降（Ldi/dt=VO-uI，在uI近似不变的条件下，也是常数）。一旦控制器检测到电感电流下降到零时，它又输出控制信号，使开关管再一次导通，开始下一个开关周期。

在上述控制下，输入电流或电感电流是一串连续的直线上升、直线下降的三角波，只要三角波的峰值ILP，能够跟随并反映出输入电压的变化，那么它的平均值，即其峰值之半，就能按正弦规律变化，使功率因数接近于1。图8是电感电流或输入电流在APFC控制器控制下，电流变化的示意波形。

可见，在APFC控制器控制下，电感电流由零上升到一定数值（与该时刻的输入电压瞬时值成正比）然后下降到零、又上升，如此周而复始，电流不存在为零的死区时间，因此称之为临界导通模式（Critical conduction mode CrCM).，它是界于连续导通与断续导通之间的临界形式或过渡形式，因此，有的文献又称它为过渡模式（TM）或边界导通模式（BCM）。

要使功率因数接近于1，控制器要控制两个时间点：电流到零的时间点和电流到达峰值的时间点。对前者的控制，在各种IC控制器中采取相同的控制原理和手段，采用图9所示电路。图中升压电感的副绕组，通过电阻接到IC的零电流检测端(ZCD)，一旦电感电流下降到零，电感的感应电动势改变极性，大约为-1.8V，利用这一特点，由零电流检测比较器输出高电平信号到RS触发器的S端，让RS触发器翻转，PFC控制器的驱动输出OUT变为高电平，正的开关信号将使外接MOS管开通。流过电感的电流再次由零线性上升。

至于如何控制到达峰值电流的时间点则有两种方案，因而形成两类不同的APFC控制器IC，下面分别讨论之。

峰值电流控制APFC控制器的工作原理

峰值电流控制APFC电路如何控制其峰值电流可用图10所示的简化原理图来说明。图中虚线围框内表示IC中有关部分，其余是与IC相接的外围电路。整流桥输出的单向正弦电压经过电阻R1、R2分压送到3脚，它反映输入电压的变化，其值大约为2~4V，由升压二极管输出的直流电压VO也经过电阻R3、R4分压加到IC内部的电压误差放大器（图中以EA表示）的反相输入端INV(1脚），反映电感电流的信号则由外接MOS管的源极电阻R8引出，

送到电流检测端CS（4脚）。4脚经内部的RC滤波电路与电流检测比较器（或称峰值电流比较器）的反相端相连，乘法器的输出VMO则接到比较器的同相端，作为比较器的基准电压。乘法器要在很宽的动态范围内具有很好的线性转移特性，与它的两个输入电压的乘积成正比，即

VM0=KVM1（VM2-VREF）

考虑到乘法器的一个输入是由输出电压VO分压得到的，在通常情况下，VO基本上变化很小（在输出电压为400V时，电压变化的峰--峰值大约只有5~10V左右）接近稳定的直流电压，这样乘法器的输出VMO的大小基本上与VM1成正比，反映了按正弦规律变化的输入电压。因此，当流过电感的电流在RS上产生的压降达到并超过由乘法器输出所设定的基准阈值VMO时，电流检测比较器将输出控制信号，送到RS触发器的R端，使RS触发器翻转。这样，IC的驱动输出OUT变为低电平，将外接的MOS管关闭，电感电流达到其峰值不再增加。显然，在这样的条件下，峰值电流与该时刻的输入电压是成正比的

由于乘法器输出还包括与APFC输出电压VO成正比的成分，如果VO有所变化，例如其值变小，则由于此输入是加到误差放大器的反相输入，VM2-将上升，乘法器输出VMO变大，电流检测比较器将延长功率开关管的导通时间，增加升压电感中储存的能量，使VO升高；反之，则会缩短MOS管的导通时间，使VO减小，从而达到调整VO使其值趋于稳定的目的。这种脉宽调制工作方式，在开关电源中是十分常见的

从以上分析可知，这种控制方式利用输入电压作为基准信号，一旦电感电流上升到基准信号所规定的阈值以后，IC控制器就送出关断信号，将MOS管关断，把三角波的电感电流峰值控制到与输入电压成正比。故称这种方式为峰值电流控制法。

理论分析表明（见文献1），在这种控制方式中，每个三角波的开通时间是不变的，而关断时间是变化的，在输入电压低时（在过零附近），关断时间最短，因而开关频率最高。这带来三个问题：其一，频率高，电路中元件、特别是电感损耗大；其二，在电压过零附近，输入电流失真大（参看图11），THD值变大；其三，一连串频率很高的三角波，具有十分丰富的谐波含量，造成棘手的电磁干扰，所以，镇流器采用这类控制心片后，EMC问题比较麻烦（参看文献2），要想使镇流器通过3C认证，必须仔细调整滤波电路才成。

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